Compatibilità elettromagnetica

2.1 Introduzione

Con l’evoluzione tecnologica, l’impiego dei circuiti elettronici è diventato sempre più massiccio nelle applicazioni più disparate. Questa tendenza ha fatto si che, sempre più spesso, molti circuiti lavorino a stretto contatto tra di loro (si pensi, ad esempio, ai dispositivi ABS o ai computer di bordo)

Con molta probabilità, nel futuro, si assisterà ad un crescente interesse per questi fenomeni, non solo perché i componenti elettronici saranno sempre più diffusi sia nella vita di tutti i giorni che nei settori industriali, ma, soprattutto, perché la tendenza a ridurre le dimensioni dei componenti e ad incrementare le frequenze dei segnali accentua notevolmente questi problemi.

In questo ambito è necessario distinguere la differenza tra disturbo e interferenza. Il disturbo elettromagnetico è la causa mentre l’interferenza elettromagnetica è l’effetto del disturbo sull’apparato.

Si dice che un dispositivo è compatibile elettromagneticamente quando non è causa di interferenze per altri dispositivi, non è suscettibile dalle interferenze generate dagli altri apparecchi e quando non è suscettibile a fenomeni di autointerferenza.

Mentre i fenomeni di autointerferenza, che sono di natura strettamente progettuale, se non risolti possono essere causa di malfunzionamenti, per quanto riguarda le interferenze tra l’apparecchio e l’ambiente esterno si ha che il problema non è più di natura strettamente progettuale dato che esso può insorgere anche in dispositivi funzionati correttamente quando questi si trovano ad operare in determinate condizioni ambientali.

Al fine di regolamentare le modalità di verifica dei vari apparati, in modo che il funzionamento di ognuno di essi non sia pregiudicato dalla presenza dei disturbi elettromagnetici presenti nell’ambiente circostante sono stati istituiti degli enti superiori, sia a livello nazionale che internazionale, che anno il compito di definire le normative che stabiliscono i limiti entro cui è garantito il funzionamento di un dato apparecchio.

Un sistema in grado di soddisfare le specifiche stabilite dalle norme si dice elettromagnetico compatibile (ECM).

 

Marchio CE

Figura 2.1‑1: Marchio CE

 

Dal 1° Gennaio 1996 tutti i componenti per apparati elettrici/elettronici venduti nella comunità europea devono portare il marchio CE. Tra gli scopi della marchiatura uno dei principiali è quello di garantire la compatibilità elettromagnetica (EMC) di tutti i prodotti elettrici/elettronici venduti in Europa.

Tutti i prodotti devono rispettare determinati limiti di emissione elettromagnetica ed un certo grado di immunità elettromagnetica, in modo che l'utilizzo contemporaneo a breve distanza di più prodotti non sia problematico; ad esempio, qualsiasi telefono cellulare deve funzionare in prossimità di qualsiasi computer senza che ne' l'uno ne' l'altro subiscano interferenze. Sono stati fissati dei limiti sia per le emissioni che ciascun apparecchio deve rispettare sia per il rumore che lo stesso deve essere in grado di tollerare.

I problemi di EMC si possono suddividere in due categorie: emissioni (EMI) e suscettibilità o immunità (EMS). Fortunatamente le soluzioni per le EMI e per le EMS non sono incompatibili tra di loro. Esiste un teorema noto come “Teorema di reciprocità” secondo il quale un sistema che sia stato progettato in modo da limitare le emissioni verso l’esterno sarà poco recettivo anche nei confronti dei disturbi provenienti dall’esterno.

La figura 2.1‑2 mostra che un problema EMI può essere schematizzati mediante tre elementi essenziali: una sorgente di interferenza, un ricevitore[1] e da un meccanismo di accoppiamento.

Le possibilità di accoppiamento sono di tre tipi:

  • Accoppiamento di tipo condotto
  • Accoppiamento di tipo irradiato
  • Accoppiamento tramite impedenze comuni

 

Schema generale di un processo EMI

Figura 2.1‑2: Schema generale di un processo EMI

 

È importante osservare che i costi da sostenere per la soluzione dei problemi EMC crescono esponenzialmente con l’avanzamento dallo stadio di progetto a quello di produzione. Inoltre, a progetto avanzato, oltre alla crescita esponenziale dei costi da sostenere per rientrare nelle specifiche, si ha una drastica riduzione delle alternative da adottare per l’eliminazione di questi problemi (Figura 2.1‑3).

 

Andamento dei costi e dei gradi di libertà

 

Figura 2.1‑3: Andamento dei costi e dei gradi di libertà per la soluzione dei problemi di compatibilità elettromagnetica durante le varie fasi di progetto.

 

 

2.2 Cause principali Torna su

 

È noto che, il flusso di corrente che attraversa una linea è bilanciato da una corrente uguale ed opposta che scorre attraverso la linea di ritorno. Questo osservazione, per quanto banale, mette in evidenza l’inevitabile esistenza di loop di corrente sulla superficie dei circuiti stampati. Questi loop, comportandosi come delle antenne, costituiscono una fonte di energia elettromagnetica.

Dato che l’efficienza di trasmissione di un’antenna è proporzionale all’area racchiusa dal loop, dall’intensità della corrente e dalla frequenza di ripetizione del segnale, si ha che, le EMC di un circuito elettronico, sono dovute principalmente alle modalità di connessione tra i componenti.

L’energia necessaria al funzionamento viene fornita attraverso la linea di alimentazione e, dato che il consumo non è costante a causa delle variazioni di stato a cui sono sottoposti i vari dispositivi, la corrente di alimentazione non potrà essere costante e subirà necessariamente una deformazione.

Per quanto detto si ha che tutte le frequenze generate nella diverse parti del sistema si ritroveranno nella linea di alimentazione e saranno responsabili di corrispondenti variazioni nelle cadute di tensioni che si verificano sulle impedenze comuni.

Una conseguenza di questo fenomeno è la presenza del così detto rumore di massa ed il fatto che non è possibile considerare la massa di un PCB come un unico punto a potenziale nullo.

Per minimizzare i problemi di EMC è importante individuare i punti in cui questi sono maggiormente sentiti.

Le principali fonti di rumore RF (Radio-frequency) sono:

  • Pin di input/output
  • Sistema di alimentazione
  • Circuito di oscillazione

Pertanto occorre fare particolare attenzione mentre si tracciano le connessioni che interessano queste parti del circuito.

Esistono principalmente tre principali modalità di funzionamento per i condensatori:

  • Bulk: usate per mantenere costante la tensione DC durante lo switch delle porte. Consentono di minimizzare il power-drop-out causato dal dI/dt
  • Bypassing: rimuovono il rumore RF di modo comune tra i componenti o le tracce costituendo un percorso a bassa impedenza (AC shunt) verso massa per i segnali ad alta frequenza. (di solito alluminio o tantalio tra 10 e 470uF)
  • Decoupling: rimuovono l’energia RF iniettata nella rete di alimentazione dai componenti che “consumano potenza ad elevata frequenza”. L’energia immagazzinata da questi condensatori costituisce una sorgente locale di tensione utile ad evitare la propagazione di picchi di corrente.

Esiste una frequenza in corrispondenza della quale la capacità e le induttanze entrano in risonanza. Nell’intorno di questa frequenza l’impedenza equivalente del condensatore diventa molto piccola e la sua funzione di shunt verso massa per quelle frequenza è molto efficiente.

Per rimuovere le correnti RF generate dai componenti digitali generalmente vengono impiegati due condensatori in parallelo di 0.1µF e 0.001µF da connettersi il più vicino possibile ai pin di alimentazione.

È fondamentale che la differenza di valore tra i due condensatori sia di due ordini di grandezza per evitare che si verifichi un fenomeno di risonanza tra gli stessi (tra le loro capacità intrinseche e l’induttanza dei collegamenti).[2]

2.3 Condensatori  Torna su

Nell’impiego dei condensatori occorre porre particolare attenzione al fatto che essi non devono essere considerati come elementi ideali, ma come elementi reali. Il modello più semplice che può essere utilizzato per descrivere il comportamento di un condensatore reale è quello mostrato in figura 2.3‑1.

 

Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale
Figura 2.3‑1: Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale. (ESR sta per “equivalent series resistent” analogamente ESL sta per “equivalent series inductance”)[3]

 

Dall’analisi di questo circuito equivalente, si comprende come la risposta in frequenza di un condensatore si discosti dal caso ideale. Questa differenza è messa in evidenza nella figura 2.3‑2. La curva celeste rappresenta un condensatore ideale mentre quella rossa un condensatore reale.

 

Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza

Figura 2.3‑2: Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza.

 

Si osserva che per frequenze maggiori di quella di risonanza il condensatore si comporta come un induttore. In corrispondenza della frequenza di risonanza l’impedenza assume il valore minimo (pari al solo valore resistivo).

 

Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza
Figura 2.3‑3: a) confronto tra condensatori di stesso tipo ma differente valore nominale; b) confronto tra condensatori di stesso valore ma diverso package (con differente valore di induttanza equivalente).

 

Il comportamento induttivo è dovuto principalmente al package. Condensatori con stesso valore nominale ma diverso package mostrano un comportamento identico alle basse frequenze ma differenti risposte alle altre frequenza.

I terminali dei condensatori causano un aumento dell’induttanza e pertanto vanno mantenuti il più corti possibile. Va privilegiato l’impiego di componenti SMD piuttosto che quelli Pin Through Hole (PTH).

Nei condensatori elettrolitici l’ESR, non solo non è trascurabile, ma risulta anche variabile con la frequenza.

L’impedenza associata al modello del condensatore vale:

 

Equazione 1 (2.3‑1)

 

da cui segue che la frequenza di risonanza vale:

Equazione 2 (2.3‑2)

 

Quindi, quando il condensatore viene utilizzato con l’obiettivo di ottenere una impedenza di piccolo valore[4], si deve verificare che le frequenze in gioco siano minori di fo.

Oltre alla frequenza di risonanza tipica del condensatore, è possibile individuare una seconda risonanza in corrispondenza della frequenza:

 

Equazione 3 (2.3‑3)


Dove Ls rappresenta l’induttanza della linea.

L’efficienza del condensatore dipende dal rapporto:

Equazione 4 (2.3‑4)

Quanto minore e la Lc rispetto a Ls, tanto maggiore sarà l'effetto filtrante. Per questo motivo, per ridurre al minimo il problema di interferenza nei circuiti stampati, è conveniente utilizzare componenti a montaggio superficiale (senza reoforo). In questo tipo di condensatori viene praticamente eliminata l'induttanza dei terminali.

Si supponga di voler filtrare un segnale a 100MHz e di usare un condensatore del valore di 100pF. Se le misure, eseguite dopo l’uso del condensatore, mettono in evidenza un filtraggio poco efficiente, si potrebbe pensare di risolvere questo problema adottando un condensatore con un frequenza di break maggiore. In realtà si osserva che, usando, ad esempio, un condensatore da 0,01µF la situazione risulta peggiorata. Questo accade perché il maggior valore di C fa diminuire il valore della frequenza di auto-risonanza. In questo esempio la frequenza di risonanza verrebbe a trovarsi al di sotto della frequenza di interesse (100 MHz) quindi, nel circuito equivalente del condensatore si ha che l’effetto induttivo è prevalente su quello capacitivo.

È possibile risolvere questo inconveniente utilizzando due condensatori connessi in parallelo. Uno di questi condensatori, deve avere una capacità molto minore di quella dell’altro. Il condensatore di taglia minore, fornendo un contributo insignificante sul valore della capacità complessiva del parallelo, è apparentemente inutile, mentre, in realtà, essa consente di realizzare uno shunt verso massa, più efficiente di quello realizzato dal condensatore di taglia maggiore, per le frequenze elevate.

 

Risposta in frequenza di più condensatori posti in parallelo

Figura 2.3‑4: Risposta in frequenza di più condensatori posti in parallelo

 

E importante osservare che, in alcuni casi, (Es. collegando un condensatore tra una pista che trasporta un segnale e il conduttore di ritorno), si possono verificare fenomeni di risonanza tra la capacità del condensatore e l’induttanza tipica della linea di trasmissione.

Per risolvere questi problemi si ricorre all’uso di resistenze in serie e di celle RC.

La figura 2.3‑4, mostra la risposta in frequenza che si ottiene connettendo in parallelo condensatori di differente capacità.

La scelta dei condensatori si articola tra diverse possibilità. Tra i condensatori più comuni si hanno:

  • Condensatori elettrolitici: Sono caratterizzati da un elevato rapporto capacità-volume. Hanno una elevata induttanza parassita e una alta resistenza in serie a causa delle elevate perdite nel dielettrico. La resistenza interna inoltre tende ad aumentare con la frequenza.

Esistono due tipi di condensatori elettrolitici:

  1. Alluminio
  2. Tantalio

Quelli al tantalio offrono solitamente prestazioni migliori tuttavia dato che il loro comportamento capacitivo si ha al di sopra dei 20 o 50 MHz vengono raramente utilizzati per la soppressione del rumore.

  • Condensatori in carta: sono molto utilizzati nell’ambito dell’elettronica di potenza grazie alle loro elevata affidabilità. Sono usate anche come filtri per le linee di alimentazione. Sono caratterizzati da una resistenza serie minore di quella tipica di un condensatore elettrolitico, ma hanno una elevata induttanza parassita. La loro tipica frequenza di risonanza e compresa tra i 0.5 e 5 MHz. Questa frequenza è eccessivamente bassa se confrontata con il limite massimo di 30 MHz imposto dalle norme sulle emissioni.
  • Condensatori in polestirene: hanno piccole perdite nel dielettrico e una caratteristica capacità-frequenza molto stabile.
  • Condensatori ceramici: Sono caratterizzati da eccellenti performance alle alte frequenze. Sono realizzati per tensioni sino a 100V e valori di pochi nanofarad. Grazie alle loro piccole dimensioni, vengono molto utilizzati sui PCB. Sono sensibili a variazioni di tensione che possono provocarne la rottura. Tuttavia, il loro largo impiego come condensatori di bypass, ha spinto la produzione di condensatori ceramici detti MFC (Multifunction capacitors) in grado di sopprimere sia il rumore ad alta frequenza sia gli impulsi di tensione (impulse-spike). Una sua tipica frequenza di risonanza è 10MHz. Per migliorare il comportamento in frequenza vengono realizzati MFC con tre terminali la cui frequenza di risonanza varia tra 100 e 500 MHz.

Nella scelta del condensatore, oltre alla frequenza di risonanza, è importante il tipo di materiale dielettrico utilizzato. I più comuni sono:

  • Z5U (barium titanate ceramic): è il materiale dielettrico più diffuso. È dotato di una bassa costante dielettrica il che consente di realizzare piccoli condensatori con elevate capacità dalla frequenza di risonanza compresa tra 1 e 20 MHz.
  • NPO (Strontium titanate): la sua bassa costante dielettrica (minore di quella di Z5U) garantisce una migliore efficienza alle alte frequenze.

Non è conveniente collegare in parallelo condensatori di materiale dielettrico M5U e NPO perché si potrebbero verificare fenomeni di risonanza tra i due condensatori. Inoltre per frequenze inferiori a 50Mhz è conveniente usare solo un buon condensatore con una bassa impedenza serie equivalente, piuttosto che due condensatori in parallelo che potrebbero risuonare reciprocamente.

È bene inserire dei condensatori di ricarica nel punto in cui viene fornita l’alimentazione e in punti strategici (se la scheda è particolarmente estesa). Questi condensatori funzionando come serbatoi di carica forniscono l’energia necessaria a ricaricare i condensatori di disaccoppiamento dei diversi moduli. Solitamente questi condensatori sono scelti in modo tale che il loro valore sia circa dieci volte maggiore della capacità di tutti i condensatori di disaccoppiamento della scheda. Questa funzione generalmente è svolta da condensatori al tantalio.

 

 

Confronto tra le risposte in frequenza di condensatori identici aventi differenti dielettrici

Figura 2.3‑5: Confronto tra le risposte in frequenza di condensatori identici aventi differenti dielettrici.

 

2.4 Anelli di ferrite  Torna su

  

Se si vuole eliminare un’interferenza avente una frequenza maggiore di quella di risonanza del condensatore è conveniente utilizzare un anello passante di ferrite.

Esistono anelli di ferrite[5] a singolo reoforo e anelli a reoforo multiplo.

L’impiego di questo componente, come accade con l’uso dei toroidi di ferrite utilizzati per realizzare le induttanze, determina un aumento della Ls e una conseguente diminuzione del rapporto definito precedentemente.

L’inconveniente di questa soluzione è dovuto al fatto che essa non può essere realizzata direttamente sulle piste di rame.

L’anello di ferrite ha una permeabilità magnetica relativa µr immaginaria[6] e si comporta come una resistenza in serie ad una induttanza. Questa resistenza in serie ha valore dipendente dalla frequenza e lascerà passare solo i segnali a frequenza più bassa.

Per elevati valori di corrente continua si ha che il campo magnetico statico all’interno del materiale diventa elevato e si corre il rischio di mandarlo in saturazione. Se si dovesse verificare questo fenomeno si avrebbe una drastica riduzione dell’induttanza con conseguente inutilità della soluzione adottata.

Fortunatamente questo problema può essere risolto facilmente utilizzando anelli di ferrite multiforo. In questo caso la componente continua della corrente, scorrendo in due versi opposti, determina la cancellazione del campo magnetico statico (questa soluzione consente anche di incrementare l’impedenza equivalente alle alte frequenze).

La ferrite lascia inalterate le componenti alle basse frequenze che contengono le informazioni utili dei segnali filtrando i disturbi alle frequenze elevate. A differenza delle induttanze, la ferrite, attenua sia le correnti di modo comune che quelle di modo differenziale. Questo aspetto è molto importante dato che le correnti di modo differenziale sono utili alla trasmissione delle informazioni e una loro eccessiva attenuazione potrebbe compromettere il funzionamento del sistema. (Valori tipici della resistenza in serie al suo modello equivalente sono di 100Ω per frequenze maggiori di 100MHz) quindi con un anello multiforo con 2 giri e mezzo si attenuano le frequenza tra 1MHz e 500 MHz. Alle frequenze di normale funzionamento l’impedenza dell’anello di ferrite è di qualche centinaio di Ω per questo motivo questo componente deve essere impiegato in circuiti caratterizzati da una bassa impedenza (es.alimentatori)

2.5 Distribuzione della massa  Torna su

 

La massa deve essere distribuita singolarmente ad ogni blocco con una distribuzione di tipo single point raggruppando tutti i segnali di ritorno in un unico punto facendo in modo che i loop di corrente racchiudano aree che siano le più piccoli possibile. L’alimentazione deve essere fornita vicino alla linea di massa per minimizzare i loop. Non impiegare condensatori elettrolitici come condensatori di bypass a causa della loro scarsa efficienza alle alte frequenze. I condensatori di disaccoppiamento devono essere collegati il più vicino possibile ai pin di alimentazione dei dispositivi (solitamente indicati con Vss e Vdd).

Con l’induttore di modo comune si bloccano sia i segnali di modo comune (non funzionali) sia quelli differenziale (segnali funzionali). Questo vuol dire che questo filtro può influenzare il funzionamento del dispositivo.

La caduta di tensione che si verifica ai capi del conduttore di ritorno per la corrente viene definita “ground drop”.

Analisi di tipo qualitative hanno messo in evidenza che, quanto più è piccola la caduta di tensione che si verifica tra due differenti punti della rete di massa, tanto minori risultano le emissioni radiate.

È sulla base di questa osservazione che si preferisce realizzare schede multistrato dotate di un piano massa che consente di minimizzare l’impedenza della rete di terra.

Altri studi hanno mostrato che nel 95% dei casi, soprattutto quando si realizzano circuiti di complessità limitata, è possibile ottenere, a fronte del minor costo realizzativo, le stesse prestazioni (in termini di EMC) che si ottengono con l’uso del piano di massa, anche con una scheda a doppia faccia dotata di una distribuzione della massa e dell’alimentazione a griglia[7].

Condensatori di disaccoppiamento devono essere utilizzati nei dispositivi che hanno transitori più rapidi di 2ns.

In PCB ad alta densità di componenti condensatori da 1nF devono essere posti in griglie da 1in (2.54cm).

Per ottenere una ulteriore protezione dalle correnti RF. In dipendenza dalla frequenza di risonanza della struttura della scheda, il valore dei condensatori utilizzati nella griglia può essere piccolo come 40pF. I condensatori di disaccoppiamento per sistemi ad alte frequenze sono solitamente da 0.1uF in parallelo ad uno da 0.001uF per sistemi a 50 MHz. Nei dispositivi nei quali si verificano stati di switching, i problemi di accoppiamento RF sono enfatizzati. L’energia può essere trasmessa ad altri circuiti, o a parti diverse dello stesso circuito, mediante disturbi sia di modo comune che di modo differenziale.

Per questo è consigliato l’impiego di condensatori di bulk (solitamente al tantalio o monolitici ceramici ad alte frequenze). I condensatori monolitici devono aver una frequenza di risonanza maggiore di quelle armoniche del segnale di clock o dei segnali che commutano a elevate frequenza.

La maggior parte dei PCB hanno una frequenza di autorisonanza compresa tra 200-400MHz. La frequenza di risonanza dei condensatori di disaccoppiamento deve essere distante da quella della scheda.

I componenti a montaggio superficiale, grazie alla mancanza dei terminali, hanno frequenza di risonanza di due ordini di grandezza maggiori.

I condensatori elettrolitici di alluminio sono inefficaci alle alte frequenze e non sono utili ai fini del disaccoppiamento mentre possono essere utilizzati in sistemi di alimentazioni o per realizzare filtri sull’alimentazione.

Nella pratica spesso si scelgono condensatori con una frequenza di risonanza pari a quella del segnale di prima armonica del segnale di clock del dispositivo[8]. In realtà questa non costituisce una soluzione di carattere universale e, in alcuni casi, l’uso a priori di questo valore potrebbe indurre in errore.

Il minimo valore dei condensatori di bypass dipende dalla massima caduta di tensione tollerabile sul condensatore stesso in seguito al passaggio di corrente attraverso se stesso. Il caso peggiore si verifica quando il componente lavora con la massima capacità di carico.

Nei circuiti nei quali coesistono sia segnali digitali che analogici, la sezione digitale, a causa delle elevate velocità delle commutazioni, costituisce una potenziale sorgente di interferenze. Il rumore prodotto viene facilmente intercettato dalla sezione analogica che è la parte più sensibile ai disturbi.

Generalmente i dispositivi digitali in tecnologia CMOS hanno un piccolo valore di qiescent current, tuttavia, a causa delle correnti di switch che insorgono nei circuiti, viene generato un SSN (Simultaneous switching noise) noto anche come ground bounce.

È fondamentale isolare i SSN generati dalla circuiteria digitale dalla sezione analogica del circuito.

Questo viene realizzato creando masse separate e utilizzando componenti che dispongono di pin distinti per alimentare separatamente le circuiterie delle due differenti logiche.

I segnali di disturbo devono essere confinati entro un determinato settore e non devono essere liberi di propagarsi in altre parti del sistema dove potrebbero essere irradiati con maggiore efficienza. I segnali possono accoppiarsi sia per conduzione che per radiazione. Le misure per minimizzare questi fenomeno sono dette di disaccoppiamento. Le correnti di modo comune che confluiscono tra due parti del circuito possono essere bloccate utilizzando induttori di modo comune di ferrite.

Un’altra tecnica per disaccoppiare due parti del circuito prevede l’impiego di filtri RC, un anello di ferrite o una combinazione di questi due.

Filtro passa basso

Per quanto riguarda il progetto discusso in questa tesi, ho utilizzato il filtro passa basso mostrato in figura 2.5‑1.

 

Filtro passa basso utilizzato per disaccoppiare la parte analogica e la parte digitale del micro ST52X301.

 

Figura 2.5‑1: Filtro passa basso utilizzato per disaccoppiare la parte analogica e la parte digitale del micro ST52X301.

La resistenza R1, inserita in parallelo all’induttanza L1, viene utilizzata per attenuare i fenomeni di risonanza.

Ponendo:

 

Eaquazione 5 (2.5‑1)
Eaquazione 6 (2.5‑2)
Eaquazione 7 (2.5‑3)

Si ricava la seguente espressione per la tensione in uscita dal filtro:

Eaquazione 8 (2.5‑4)

e la funzione di trasferimento:

Eaquazione 9 (2.5‑5)

 

Diagramma di Bode della funzione di trasferimento del filtro utilizzato per disaccoppiare la parte analogica da quella digitale del microcontrollore.

Figura 2.5‑2: Diagramma di Bode della funzione di trasferimento del filtro utilizzato per disaccoppiare la parte analogica da quella digitale del microcontrollore.

 

La figura 2.5‑2 mostra l’andamento del diagramma di BODE dei moduli e delle fasi della funzione di trasferimento appena determinata.

 

2.6 Il Crosstalk  Torna su

 

Il termine crosstalk, detto anche accoppiamento non condotto, si riferisce ai fenomeni indesiderati di accoppiamento elettromagnetico che si realizzano tra due fili o due piste di un circuito stampato.

Senza entrare nel merito dei meccanismi di accoppiamento, per comprendere come ridurre il fenomeno del crosstalk, si consideri la figura 2.6‑1 che mostra il circuito equivalente di due piste tracciate su un PCB.

 

 Circuito equivalente di due piste di un circuito stampato

Figura 2.6‑1: Circuito equivalente di due piste di un circuito stampato.

 

In questa figura i valori di RL1 e RL2 rappresentano le resistenze di carico delle linee, i condensatori C1g e C2g rappresentano le capacità verso massa delle due piste mentre C12 rappresenta la capacità tra le piste stesse. Si è, inoltre, supposto che una linea sia alimentata da un generatore ideale mentre l’altra resta priva di alimentazione.

Dato che il crosstalk capacitivo è definito come rapporto tra V2 e V1, è evidente come questo fenomeno risulti indipendente dai parametri RL1 e C1G.

Infatti, ricavando la funzione di trasferimento del sistema mostrato in figura 2.6‑1, si ottiene:

 

Equazione 10 (2.6‑1)

 

Dallo studio in frequenza si osserva che il fenomeno è indipendente da RL2 mentre dipende da questo parametro in modo lineare alle basse frequenze.

Da questa analisi si conclude che, per minimizzare il crosstalk capacitivo, è necessario ridurre il valore della resistenza RL2, le capacità di mutuo accoppiamento e la capacità C2G tra la line disturbata e massa.

Dato che il valore di C2G non può essere aumentato oltre il valore limite tollerabile dal circuito è possibile agire esclusivamente su C12. Questo parametro può essere minimizzato aumentando la distanza tra le tracce.

È bene tenere presente che, gli effetti derivanti dagli accoppiamenti capacitivi, sono particolarmente pericolosi per le tracce che trasportano segnali digitali ad alte frequenze di commutazione, con tempi di salita molto rapidi.

La curva fucsia[9] di figura 2.6‑2 mostra come le derivate di segnali aventi tempi di salita estremamente rapidi, possono generare delle interferenze.

 

Il segnale V1, caratterizzato da un elevato tempo di salita, è una potenziale fonte di interferenze a causa degli elevati valori della sua derivata

Figura 2.6‑2: Il segnale V1, caratterizzato da un elevato tempo di salita, è una potenziale fonte di interferenze a causa degli elevati valori della sua derivata. .

 

Questo vuol dire che, per ridurre il crosstalk, si devono utilizzare componenti i cui tempi di salita siano lunghi. Naturalmente questo criterio di scelta contrasta con la tendenza ad inseguire prestazioni sempre migliori.

Essendo la capacità mutua una capacità per unità di lunghezza (pF/m) una riduzione della lunghezza della piste risulta essere favorevole alla diminuzione del crosstalk capacitivo.

Si dimostra che C12 è inversamente proporzionale al . Il significato delle variabili utilizzate per definire il precedente fattore di proporzionalità è evidente dalla figura 2.6‑3.

  

Due tracce disegnate su una faccia del PCB

Figura 2.6‑3:Due tracce disegnate su una faccia del PCB.

 

La dipendenza di tipo logaritmico mette in evidenza che, allontanando le piste, si ottiene un elevato vantaggio iniziale che, oltre un certo limite, diventa irrilevante. Per quanto osservato si ha che, oltre un certo limite, più che aumentando la distanza tra le tracce è conveniente affiancare, alle tracce fonte di rumore, delle piste a potenziale nullo che fungano da schermo. In questo modo, buona parte delle line di campo, si richiudono attraverso la traccia a potenziale nullo con il conseguente aumento delle capacità verso massa delle due piste C1G e C2G.

 

Uso del piano di massa

 

L’efficacia dello schermo risulta tanto maggiore quanto minore è l’impedenza propria Zg della traccia che funge da schermo. La tecnica migliore, ma naturalmente più costosa, è l’impiego di un piano di massa che consente, tra l’altro, una soluzione utile anche contro le emissioni radiate.

In questo caso le linee di campo prodotte dalla linea si richiudono sul piano di massa e non interferiscono con la seconda traccia.

 

Uso del piano di massa. H è lo spessore del dielettrico

Figura 2.6‑4: Uso del piano di massa. H è lo spessore del dielettrico.

 

Quando si utilizza il piano di massa il valore di C12 dipenderà dai rapporti W/H e S/H con effetti contrastanti.

Al diminuire di H si ha che il rapporto W/H aumenta determinando anche un aumento di C12. Una diminuzione di H determina anche un secondo effetto, dominante sul precedente, che provoca una diminuzione del rapporto S/H e provoca a un aumento di C12.

È importante sottolineare che questa tecnica risulta controproducente nel caso in cui il collegamento del piano di massa alla massa di riferimento non sia buono.

 

Effetti, sul crosstalk, di un piano di massa fluttuante: a) Caso ideale; b) Equivalente circuitale di un circuito con piano di massa lasciato fluttuante

Figura 2.6‑5: Effetti, sul crosstalk, di un piano di massa fluttuante: a) Caso ideale; b) Equivalente circuitale di un circuito con piano di massa lasciato fluttuante.

 

Per comprendere gli effetti negativi conseguenti all’uso di un “cattivo” piano di massa, si osservi la figura 2.6‑5. Il caso ideale è rappresentato dalla figura 2.6‑5a). Mentre la figura 2.6‑5b) mostra cosa accadrebbe se il piano di massa fosse lasciato, per qualche motivo, ad un potenziale fluttuante.

Le capacità C1g e C2g rappresentano degli accoppiamenti capacitivi tra due punti del piano di massa (che non si trovano al potenziale nullo a causa di uno scadente collegamento equipotenziale) e il punto a potenziale nullo.

Dal calcolo della capacità equivalente si nota un aumento controproducente della capacità di accoppiamento, che passa dal valore C12 al valore:

 

Equazione 11 (2.6‑2)

 

Benché questa osservazione è stata fatta in merito all’uso del piano di massa, essa ha validità generale e va intesa in questa accezione: nessuna parte metallica può essere lasciata libera di assumere un potenziale diverso da quello nullo.

Nei casi critici l’uso del piano di massa può essere rafforzato con l’impiego delle tracce di schermo.

Alle alte frequenze le linee di schermo non possono essere considerate linee a potenziale nullo ma linee di trasmissione la cui impedenza può essere valutata mediante delle relazioni empiriche riportate su testi specializzati.

Quando la lunghezza della traccia è pari a lamda/4, la linea si comporta come un circuito aperto e non come un corto circuito, come ci aspettavamo. Questo ci fa ricadere nel caso b della figura precedente.

Da queste osservazioni si conclude che la lunghezza della linea di schermo deve essere trascurabile rispetto alla lunghezza d’onda dei segnali che circolano nel circuito. Per questo motivo è bene cortocircuitare la linea di schermo sul piano di massa ogni lamda/10 in modo che, per ogni spezzone di linea resti valida l’approssimazione di linea a costanti concentrate.

Per quanto riguarda l’accoppiamento mediante campi magnetici, il meccanismo che sta alla base è quello delle forze elettromotrici indotte. Mentre l’accoppiamento mediante campo elettrico era rappresentato dalla capacità di accoppiamento quello magnetico viene rappresentato dalla mutua induttanza. Essa dipende dalle dimensioni del circuito vittima e dal reciproco della distanza (dato che il campo magnetico decresce come 1/r)

È possibile ridurre l’accoppiamento aumentando la distanza geometrica. Questa soluzione diventa irrilevante oltre certi limiti a causa della dipendenza logaritmica. Inoltre, essendo M12 una grandezza per unità di lunghezza, essa diminuisce con il diminuire delle lunghezza della traccia.

Per minimizzare questo fenomeno è importante l’orientamento delle tracce. L’accoppiamento è massimo per tracce parallele, minimo per quelle ortogonali. Per questo si preferisce disegnare le tracce delle due facce ortogonali. Questa soluzione, tra l’altro, permette di aumentare i gradi di libertà che si hanno nel tracciare le piste.

L’accoppiamento magnetico è causa del degrado delle prestazioni dei filtri che utilizzano induttori come componenti discreti. Per ridurre il campo magnetico bisognerebbe utilizzare induttanze avvolte su nuclei magnetici.

 


[1] Il ricevitore va inteso come circuito “vittima” dell’interferenza.

[2] Per migliorare le performance è necessario mantenere i terminali i più corti possibili (riducendone l’induttanza) .

[3] ESR e SRL sono caratteristiche intrinseche del condensatore che non includono le impedenze dei due terminali.

[4] Questo e il caso in cui si vuole cortocircuitare verso masso un disturbo di alta frequenza.

[5] La ferrite è un materiale ceramico non conduttore che a differenza del ferro (e degli altri materiali ferromagnetici in genere) è caratterizzato da piccole perdite nel ferro per correnti parassite per frequenza che possono arrivare anche all’ordine dlle centinaio di MHz.

[6] La parte reale rappresenta il campo magnetico. La parte immaginaria rappresenta l’energia dispersa nel materiale.

[7] La griglia è realizzata proprio per similare la presenza di un piano di massa.

[8] In alcuni casi viene considerata, per la scelta della frequenza di risonanza dei condensatori di disaccoppiamento, la terza o anche la quinta armonica del segnale di clock.

[9] Questa è una curva ideale. Nella realta, non esistendo un derivatore puro, si ottengono andamenti più dolci.

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