Tesi

PROTOTIPIZZAZZIONE INTEGRATA DI CONVERTITORI DI POTENZA

2.1 Introduzione

Con l’evoluzione tecnologica, l’impiego dei circuiti elettronici è diventato sempre più massiccio nelle applicazioni più disparate. Questa tendenza ha fatto si che, sempre più spesso, molti circuiti lavorino a stretto contatto tra di loro (si pensi, ad esempio, ai dispositivi ABS o ai computer di bordo)

Con molta probabilità, nel futuro, si assisterà ad un crescente interesse per questi fenomeni, non solo perché i componenti elettronici saranno sempre più diffusi sia nella vita di tutti i giorni che nei settori industriali, ma, soprattutto, perché la tendenza a ridurre le dimensioni dei componenti e ad incrementare le frequenze dei segnali accentua notevolmente questi problemi.

In questo ambito è necessario distinguere la differenza tra disturbo e interferenza. Il disturbo elettromagnetico è la causa mentre l’interferenza elettromagnetica è l’effetto del disturbo sull’apparato.

Si dice che un dispositivo è compatibile elettromagneticamente quando non è causa di interferenze per altri dispositivi, non è suscettibile dalle interferenze generate dagli altri apparecchi e quando non è suscettibile a fenomeni di autointerferenza.

Mentre i fenomeni di autointerferenza, che sono di natura strettamente progettuale, se non risolti possono essere causa di malfunzionamenti, per quanto riguarda le interferenze tra l’apparecchio e l’ambiente esterno si ha che il problema non è più di natura strettamente progettuale dato che esso può insorgere anche in dispositivi funzionati correttamente quando questi si trovano ad operare in determinate condizioni ambientali.

Al fine di regolamentare le modalità di verifica dei vari apparati, in modo che il funzionamento di ognuno di essi non sia pregiudicato dalla presenza dei disturbi elettromagnetici presenti nell’ambiente circostante sono stati istituiti degli enti superiori, sia a livello nazionale che internazionale, che anno il compito di definire le normative che stabiliscono i limiti entro cui è garantito il funzionamento di un dato apparecchio.

Un sistema in grado di soddisfare le specifiche stabilite dalle norme si dice elettromagnetico compatibile (ECM).

 

Marchio CE

Figura 2.1‑1: Marchio CE

 

Dal 1° Gennaio 1996 tutti i componenti per apparati elettrici/elettronici venduti nella comunità europea devono portare il marchio CE. Tra gli scopi della marchiatura uno dei principiali è quello di garantire la compatibilità elettromagnetica (EMC) di tutti i prodotti elettrici/elettronici venduti in Europa.

Tutti i prodotti devono rispettare determinati limiti di emissione elettromagnetica ed un certo grado di immunità elettromagnetica, in modo che l'utilizzo contemporaneo a breve distanza di più prodotti non sia problematico; ad esempio, qualsiasi telefono cellulare deve funzionare in prossimità di qualsiasi computer senza che ne' l'uno ne' l'altro subiscano interferenze. Sono stati fissati dei limiti sia per le emissioni che ciascun apparecchio deve rispettare sia per il rumore che lo stesso deve essere in grado di tollerare.

I problemi di EMC si possono suddividere in due categorie: emissioni (EMI) e suscettibilità o immunità (EMS). Fortunatamente le soluzioni per le EMI e per le EMS non sono incompatibili tra di loro. Esiste un teorema noto come “Teorema di reciprocità” secondo il quale un sistema che sia stato progettato in modo da limitare le emissioni verso l’esterno sarà poco recettivo anche nei confronti dei disturbi provenienti dall’esterno.

La figura 2.1‑2 mostra che un problema EMI può essere schematizzati mediante tre elementi essenziali: una sorgente di interferenza, un ricevitore[1] e da un meccanismo di accoppiamento.

Le possibilità di accoppiamento sono di tre tipi:

  • Accoppiamento di tipo condotto
  • Accoppiamento di tipo irradiato
  • Accoppiamento tramite impedenze comuni

 

Schema generale di un processo EMI

Figura 2.1‑2: Schema generale di un processo EMI

 

È importante osservare che i costi da sostenere per la soluzione dei problemi EMC crescono esponenzialmente con l’avanzamento dallo stadio di progetto a quello di produzione. Inoltre, a progetto avanzato, oltre alla crescita esponenziale dei costi da sostenere per rientrare nelle specifiche, si ha una drastica riduzione delle alternative da adottare per l’eliminazione di questi problemi (Figura 2.1‑3).

 

Andamento dei costi e dei gradi di libertà

 

Figura 2.1‑3: Andamento dei costi e dei gradi di libertà per la soluzione dei problemi di compatibilità elettromagnetica durante le varie fasi di progetto.

 

 

2.2 Cause principali Torna su

 

È noto che, il flusso di corrente che attraversa una linea è bilanciato da una corrente uguale ed opposta che scorre attraverso la linea di ritorno. Questo osservazione, per quanto banale, mette in evidenza l’inevitabile esistenza di loop di corrente sulla superficie dei circuiti stampati. Questi loop, comportandosi come delle antenne, costituiscono una fonte di energia elettromagnetica.

Dato che l’efficienza di trasmissione di un’antenna è proporzionale all’area racchiusa dal loop, dall’intensità della corrente e dalla frequenza di ripetizione del segnale, si ha che, le EMC di un circuito elettronico, sono dovute principalmente alle modalità di connessione tra i componenti.

L’energia necessaria al funzionamento viene fornita attraverso la linea di alimentazione e, dato che il consumo non è costante a causa delle variazioni di stato a cui sono sottoposti i vari dispositivi, la corrente di alimentazione non potrà essere costante e subirà necessariamente una deformazione.

Per quanto detto si ha che tutte le frequenze generate nella diverse parti del sistema si ritroveranno nella linea di alimentazione e saranno responsabili di corrispondenti variazioni nelle cadute di tensioni che si verificano sulle impedenze comuni.

Una conseguenza di questo fenomeno è la presenza del così detto rumore di massa ed il fatto che non è possibile considerare la massa di un PCB come un unico punto a potenziale nullo.

Per minimizzare i problemi di EMC è importante individuare i punti in cui questi sono maggiormente sentiti.

Le principali fonti di rumore RF (Radio-frequency) sono:

  • Pin di input/output
  • Sistema di alimentazione
  • Circuito di oscillazione

Pertanto occorre fare particolare attenzione mentre si tracciano le connessioni che interessano queste parti del circuito.

Esistono principalmente tre principali modalità di funzionamento per i condensatori:

  • Bulk: usate per mantenere costante la tensione DC durante lo switch delle porte. Consentono di minimizzare il power-drop-out causato dal dI/dt
  • Bypassing: rimuovono il rumore RF di modo comune tra i componenti o le tracce costituendo un percorso a bassa impedenza (AC shunt) verso massa per i segnali ad alta frequenza. (di solito alluminio o tantalio tra 10 e 470uF)
  • Decoupling: rimuovono l’energia RF iniettata nella rete di alimentazione dai componenti che “consumano potenza ad elevata frequenza”. L’energia immagazzinata da questi condensatori costituisce una sorgente locale di tensione utile ad evitare la propagazione di picchi di corrente.

Esiste una frequenza in corrispondenza della quale la capacità e le induttanze entrano in risonanza. Nell’intorno di questa frequenza l’impedenza equivalente del condensatore diventa molto piccola e la sua funzione di shunt verso massa per quelle frequenza è molto efficiente.

Per rimuovere le correnti RF generate dai componenti digitali generalmente vengono impiegati due condensatori in parallelo di 0.1µF e 0.001µF da connettersi il più vicino possibile ai pin di alimentazione.

È fondamentale che la differenza di valore tra i due condensatori sia di due ordini di grandezza per evitare che si verifichi un fenomeno di risonanza tra gli stessi (tra le loro capacità intrinseche e l’induttanza dei collegamenti).[2]

2.3 Condensatori  Torna su

Nell’impiego dei condensatori occorre porre particolare attenzione al fatto che essi non devono essere considerati come elementi ideali, ma come elementi reali. Il modello più semplice che può essere utilizzato per descrivere il comportamento di un condensatore reale è quello mostrato in figura 2.3‑1.

 

Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale
Figura 2.3‑1: Modello equivalente utilizzato per descrivere il funzionamento di un condensatore reale. (ESR sta per “equivalent series resistent” analogamente ESL sta per “equivalent series inductance”)[3]

 

Dall’analisi di questo circuito equivalente, si comprende come la risposta in frequenza di un condensatore si discosti dal caso ideale. Questa differenza è messa in evidenza nella figura 2.3‑2. La curva celeste rappresenta un condensatore ideale mentre quella rossa un condensatore reale.

 

Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza

Figura 2.3‑2: Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza.

 

Si osserva che per frequenze maggiori di quella di risonanza il condensatore si comporta come un induttore. In corrispondenza della frequenza di risonanza l’impedenza assume il valore minimo (pari al solo valore resistivo).

 

Andamento dell’impedenza di un condensatore reale in funzione della frequenza
Figura 2.3‑3: a) confronto tra condensatori di stesso tipo ma differente valore nominale; b) confronto tra condensatori di stesso valore ma diverso package (con differente valore di induttanza equivalente).

 

Il comportamento induttivo è dovuto principalmente al package. Condensatori con stesso valore nominale ma diverso package mostrano un comportamento identico alle basse frequenze ma differenti risposte alle altre frequenza.

I terminali dei condensatori causano un aumento dell’induttanza e pertanto vanno mantenuti il più corti possibile. Va privilegiato l’impiego di componenti SMD piuttosto che quelli Pin Through Hole (PTH).

Nei condensatori elettrolitici l’ESR, non solo non è trascurabile, ma risulta anche variabile con la frequenza.

L’impedenza associata al modello del condensatore vale:

 

Equazione 1 (2.3‑1)

 

da cui segue che la frequenza di risonanza vale:

Equazione 2 (2.3‑2)

 

Quindi, quando il condensatore viene utilizzato con l’obiettivo di ottenere una impedenza di piccolo valore[4], si deve verificare che le frequenze in gioco siano minori di fo.

Oltre alla frequenza di risonanza tipica del condensatore, è possibile individuare una seconda risonanza in corrispondenza della frequenza:

 

Equazione 3 (2.3‑3)


Dove Ls rappresenta l’induttanza della linea.

L’efficienza del condensatore dipende dal rapporto:

Equazione 4 (2.3‑4)

Quanto minore e la Lc rispetto a Ls, tanto maggiore sarà l'effetto filtrante. Per questo motivo, per ridurre al minimo il problema di interferenza nei circuiti stampati, è conveniente utilizzare componenti a montaggio superficiale (senza reoforo). In questo tipo di condensatori viene praticamente eliminata l'induttanza dei terminali.

Si supponga di voler filtrare un segnale a 100MHz e di usare un condensatore del valore di 100pF. Se le misure, eseguite dopo l’uso del condensatore, mettono in evidenza un filtraggio poco efficiente, si potrebbe pensare di risolvere questo problema adottando un condensatore con un frequenza di break maggiore. In realtà si osserva che, usando, ad esempio, un condensatore da 0,01µF la situazione risulta peggiorata. Questo accade perché il maggior valore di C fa diminuire il valore della frequenza di auto-risonanza. In questo esempio la frequenza di risonanza verrebbe a trovarsi al di sotto della frequenza di interesse (100 MHz) quindi, nel circuito equivalente del condensatore si ha che l’effetto induttivo è prevalente su quello capacitivo.

È possibile risolvere questo inconveniente utilizzando due condensatori connessi in parallelo. Uno di questi condensatori, deve avere una capacità molto minore di quella dell’altro. Il condensatore di taglia minore, fornendo un contributo insignificante sul valore della capacità complessiva del parallelo, è apparentemente inutile, mentre, in realtà, essa consente di realizzare uno shunt verso massa, più efficiente di quello realizzato dal condensatore di taglia maggiore, per le frequenze elevate.

 

Risposta in frequenza di più condensatori posti in parallelo

Figura 2.3‑4: Risposta in frequenza di più condensatori posti in parallelo

 

E importante osservare che, in alcuni casi, (Es. collegando un condensatore tra una pista che trasporta un segnale e il conduttore di ritorno), si possono verificare fenomeni di risonanza tra la capacità del condensatore e l’induttanza tipica della linea di trasmissione.

Per risolvere questi problemi si ricorre all’uso di resistenze in serie e di celle RC.

La figura 2.3‑4, mostra la risposta in frequenza che si ottiene connettendo in parallelo condensatori di differente capacità.

La scelta dei condensatori si articola tra diverse possibilità. Tra i condensatori più comuni si hanno:

  • Condensatori elettrolitici: Sono caratterizzati da un elevato rapporto capacità-volume. Hanno una elevata induttanza parassita e una alta resistenza in serie a causa delle elevate perdite nel dielettrico. La resistenza interna inoltre tende ad aumentare con la frequenza.

Esistono due tipi di condensatori elettrolitici:

  1. Alluminio
  2. Tantalio

Quelli al tantalio offrono solitamente prestazioni migliori tuttavia dato che il loro comportamento capacitivo si ha al di sopra dei 20 o 50 MHz vengono raramente utilizzati per la soppressione del rumore.

  • Condensatori in carta: sono molto utilizzati nell’ambito dell’elettronica di potenza grazie alle loro elevata affidabilità. Sono usate anche come filtri per le linee di alimentazione. Sono caratterizzati da una resistenza serie minore di quella tipica di un condensatore elettrolitico, ma hanno una elevata induttanza parassita. La loro tipica frequenza di risonanza e compresa tra i 0.5 e 5 MHz. Questa frequenza è eccessivamente bassa se confrontata con il limite massimo di 30 MHz imposto dalle norme sulle emissioni.
  • Condensatori in polestirene: hanno piccole perdite nel dielettrico e una caratteristica capacità-frequenza molto stabile.
  • Condensatori ceramici: Sono caratterizzati da eccellenti performance alle alte frequenze. Sono realizzati per tensioni sino a 100V e valori di pochi nanofarad. Grazie alle loro piccole dimensioni, vengono molto utilizzati sui PCB. Sono sensibili a variazioni di tensione che possono provocarne la rottura. Tuttavia, il loro largo impiego come condensatori di bypass, ha spinto la produzione di condensatori ceramici detti MFC (Multifunction capacitors) in grado di sopprimere sia il rumore ad alta frequenza sia gli impulsi di tensione (impulse-spike). Una sua tipica frequenza di risonanza è 10MHz. Per migliorare il comportamento in frequenza vengono realizzati MFC con tre terminali la cui frequenza di risonanza varia tra 100 e 500 MHz.

Nella scelta del condensatore, oltre alla frequenza di risonanza, è importante il tipo di materiale dielettrico utilizzato. I più comuni sono:

  • Z5U (barium titanate ceramic): è il materiale dielettrico più diffuso. È dotato di una bassa costante dielettrica il che consente di realizzare piccoli condensatori con elevate capacità dalla frequenza di risonanza compresa tra 1 e 20 MHz.
  • NPO (Strontium titanate): la sua bassa costante dielettrica (minore di quella di Z5U) garantisce una migliore efficienza alle alte frequenze.

Non è conveniente collegare in parallelo condensatori di materiale dielettrico M5U e NPO perché si potrebbero verificare fenomeni di risonanza tra i due condensatori. Inoltre per frequenze inferiori a 50Mhz è conveniente usare solo un buon condensatore con una bassa impedenza serie equivalente, piuttosto che due condensatori in parallelo che potrebbero risuonare reciprocamente.

È bene inserire dei condensatori di ricarica nel punto in cui viene fornita l’alimentazione e in punti strategici (se la scheda è particolarmente estesa). Questi condensatori funzionando come serbatoi di carica forniscono l’energia necessaria a ricaricare i condensatori di disaccoppiamento dei diversi moduli. Solitamente questi condensatori sono scelti in modo tale che il loro valore sia circa dieci volte maggiore della capacità di tutti i condensatori di disaccoppiamento della scheda. Questa funzione generalmente è svolta da condensatori al tantalio.

 

 

Confronto tra le risposte in frequenza di condensatori identici aventi differenti dielettrici

Figura 2.3‑5: Confronto tra le risposte in frequenza di condensatori identici aventi differenti dielettrici.

 

2.4 Anelli di ferrite  Torna su

  

Se si vuole eliminare un’interferenza avente una frequenza maggiore di quella di risonanza del condensatore è conveniente utilizzare un anello passante di ferrite.

Esistono anelli di ferrite[5] a singolo reoforo e anelli a reoforo multiplo.

L’impiego di questo componente, come accade con l’uso dei toroidi di ferrite utilizzati per realizzare le induttanze, determina un aumento della Ls e una conseguente diminuzione del rapporto definito precedentemente.

L’inconveniente di questa soluzione è dovuto al fatto che essa non può essere realizzata direttamente sulle piste di rame.

L’anello di ferrite ha una permeabilità magnetica relativa µr immaginaria[6] e si comporta come una resistenza in serie ad una induttanza. Questa resistenza in serie ha valore dipendente dalla frequenza e lascerà passare solo i segnali a frequenza più bassa.

Per elevati valori di corrente continua si ha che il campo magnetico statico all’interno del materiale diventa elevato e si corre il rischio di mandarlo in saturazione. Se si dovesse verificare questo fenomeno si avrebbe una drastica riduzione dell’induttanza con conseguente inutilità della soluzione adottata.

Fortunatamente questo problema può essere risolto facilmente utilizzando anelli di ferrite multiforo. In questo caso la componente continua della corrente, scorrendo in due versi opposti, determina la cancellazione del campo magnetico statico (questa soluzione consente anche di incrementare l’impedenza equivalente alle alte frequenze).

La ferrite lascia inalterate le componenti alle basse frequenze che contengono le informazioni utili dei segnali filtrando i disturbi alle frequenze elevate. A differenza delle induttanze, la ferrite, attenua sia le correnti di modo comune che quelle di modo differenziale. Questo aspetto è molto importante dato che le correnti di modo differenziale sono utili alla trasmissione delle informazioni e una loro eccessiva attenuazione potrebbe compromettere il funzionamento del sistema. (Valori tipici della resistenza in serie al suo modello equivalente sono di 100Ω per frequenze maggiori di 100MHz) quindi con un anello multiforo con 2 giri e mezzo si attenuano le frequenza tra 1MHz e 500 MHz. Alle frequenze di normale funzionamento l’impedenza dell’anello di ferrite è di qualche centinaio di Ω per questo motivo questo componente deve essere impiegato in circuiti caratterizzati da una bassa impedenza (es.alimentatori)

2.5 Distribuzione della massa  Torna su

 

La massa deve essere distribuita singolarmente ad ogni blocco con una distribuzione di tipo single point raggruppando tutti i segnali di ritorno in un unico punto facendo in modo che i loop di corrente racchiudano aree che siano le più piccoli possibile. L’alimentazione deve essere fornita vicino alla linea di massa per minimizzare i loop. Non impiegare condensatori elettrolitici come condensatori di bypass a causa della loro scarsa efficienza alle alte frequenze. I condensatori di disaccoppiamento devono essere collegati il più vicino possibile ai pin di alimentazione dei dispositivi (solitamente indicati con Vss e Vdd).

Con l’induttore di modo comune si bloccano sia i segnali di modo comune (non funzionali) sia quelli differenziale (segnali funzionali). Questo vuol dire che questo filtro può influenzare il funzionamento del dispositivo.

La caduta di tensione che si verifica ai capi del conduttore di ritorno per la corrente viene definita “ground drop”.

Analisi di tipo qualitative hanno messo in evidenza che, quanto più è piccola la caduta di tensione che si verifica tra due differenti punti della rete di massa, tanto minori risultano le emissioni radiate.

È sulla base di questa osservazione che si preferisce realizzare schede multistrato dotate di un piano massa che consente di minimizzare l’impedenza della rete di terra.

Altri studi hanno mostrato che nel 95% dei casi, soprattutto quando si realizzano circuiti di complessità limitata, è possibile ottenere, a fronte del minor costo realizzativo, le stesse prestazioni (in termini di EMC) che si ottengono con l’uso del piano di massa, anche con una scheda a doppia faccia dotata di una distribuzione della massa e dell’alimentazione a griglia[7].

Condensatori di disaccoppiamento devono essere utilizzati nei dispositivi che hanno transitori più rapidi di 2ns.

In PCB ad alta densità di componenti condensatori da 1nF devono essere posti in griglie da 1in (2.54cm).

Per ottenere una ulteriore protezione dalle correnti RF. In dipendenza dalla frequenza di risonanza della struttura della scheda, il valore dei condensatori utilizzati nella griglia può essere piccolo come 40pF. I condensatori di disaccoppiamento per sistemi ad alte frequenze sono solitamente da 0.1uF in parallelo ad uno da 0.001uF per sistemi a 50 MHz. Nei dispositivi nei quali si verificano stati di switching, i problemi di accoppiamento RF sono enfatizzati. L’energia può essere trasmessa ad altri circuiti, o a parti diverse dello stesso circuito, mediante disturbi sia di modo comune che di modo differenziale.

Per questo è consigliato l’impiego di condensatori di bulk (solitamente al tantalio o monolitici ceramici ad alte frequenze). I condensatori monolitici devono aver una frequenza di risonanza maggiore di quelle armoniche del segnale di clock o dei segnali che commutano a elevate frequenza.

La maggior parte dei PCB hanno una frequenza di autorisonanza compresa tra 200-400MHz. La frequenza di risonanza dei condensatori di disaccoppiamento deve essere distante da quella della scheda.

I componenti a montaggio superficiale, grazie alla mancanza dei terminali, hanno frequenza di risonanza di due ordini di grandezza maggiori.

I condensatori elettrolitici di alluminio sono inefficaci alle alte frequenze e non sono utili ai fini del disaccoppiamento mentre possono essere utilizzati in sistemi di alimentazioni o per realizzare filtri sull’alimentazione.

Nella pratica spesso si scelgono condensatori con una frequenza di risonanza pari a quella del segnale di prima armonica del segnale di clock del dispositivo[8]. In realtà questa non costituisce una soluzione di carattere universale e, in alcuni casi, l’uso a priori di questo valore potrebbe indurre in errore.

Il minimo valore dei condensatori di bypass dipende dalla massima caduta di tensione tollerabile sul condensatore stesso in seguito al passaggio di corrente attraverso se stesso. Il caso peggiore si verifica quando il componente lavora con la massima capacità di carico.

Nei circuiti nei quali coesistono sia segnali digitali che analogici, la sezione digitale, a causa delle elevate velocità delle commutazioni, costituisce una potenziale sorgente di interferenze. Il rumore prodotto viene facilmente intercettato dalla sezione analogica che è la parte più sensibile ai disturbi.

Generalmente i dispositivi digitali in tecnologia CMOS hanno un piccolo valore di qiescent current, tuttavia, a causa delle correnti di switch che insorgono nei circuiti, viene generato un SSN (Simultaneous switching noise) noto anche come ground bounce.

È fondamentale isolare i SSN generati dalla circuiteria digitale dalla sezione analogica del circuito.

Questo viene realizzato creando masse separate e utilizzando componenti che dispongono di pin distinti per alimentare separatamente le circuiterie delle due differenti logiche.

I segnali di disturbo devono essere confinati entro un determinato settore e non devono essere liberi di propagarsi in altre parti del sistema dove potrebbero essere irradiati con maggiore efficienza. I segnali possono accoppiarsi sia per conduzione che per radiazione. Le misure per minimizzare questi fenomeno sono dette di disaccoppiamento. Le correnti di modo comune che confluiscono tra due parti del circuito possono essere bloccate utilizzando induttori di modo comune di ferrite.

Un’altra tecnica per disaccoppiare due parti del circuito prevede l’impiego di filtri RC, un anello di ferrite o una combinazione di questi due.

Filtro passa basso

Per quanto riguarda il progetto discusso in questa tesi, ho utilizzato il filtro passa basso mostrato in figura 2.5‑1.

 

Filtro passa basso utilizzato per disaccoppiare la parte analogica e la parte digitale del micro ST52X301.

 

Figura 2.5‑1: Filtro passa basso utilizzato per disaccoppiare la parte analogica e la parte digitale del micro ST52X301.

La resistenza R1, inserita in parallelo all’induttanza L1, viene utilizzata per attenuare i fenomeni di risonanza.

Ponendo:

 

Eaquazione 5 (2.5‑1)
Eaquazione 6 (2.5‑2)
Eaquazione 7 (2.5‑3)

Si ricava la seguente espressione per la tensione in uscita dal filtro:

Eaquazione 8 (2.5‑4)

e la funzione di trasferimento:

Eaquazione 9 (2.5‑5)

 

Diagramma di Bode della funzione di trasferimento del filtro utilizzato per disaccoppiare la parte analogica da quella digitale del microcontrollore.

Figura 2.5‑2: Diagramma di Bode della funzione di trasferimento del filtro utilizzato per disaccoppiare la parte analogica da quella digitale del microcontrollore.

 

La figura 2.5‑2 mostra l’andamento del diagramma di BODE dei moduli e delle fasi della funzione di trasferimento appena determinata.

 

2.6 Il Crosstalk  Torna su

 

Il termine crosstalk, detto anche accoppiamento non condotto, si riferisce ai fenomeni indesiderati di accoppiamento elettromagnetico che si realizzano tra due fili o due piste di un circuito stampato.

Senza entrare nel merito dei meccanismi di accoppiamento, per comprendere come ridurre il fenomeno del crosstalk, si consideri la figura 2.6‑1 che mostra il circuito equivalente di due piste tracciate su un PCB.

 

 Circuito equivalente di due piste di un circuito stampato

Figura 2.6‑1: Circuito equivalente di due piste di un circuito stampato.

 

In questa figura i valori di RL1 e RL2 rappresentano le resistenze di carico delle linee, i condensatori C1g e C2g rappresentano le capacità verso massa delle due piste mentre C12 rappresenta la capacità tra le piste stesse. Si è, inoltre, supposto che una linea sia alimentata da un generatore ideale mentre l’altra resta priva di alimentazione.

Dato che il crosstalk capacitivo è definito come rapporto tra V2 e V1, è evidente come questo fenomeno risulti indipendente dai parametri RL1 e C1G.

Infatti, ricavando la funzione di trasferimento del sistema mostrato in figura 2.6‑1, si ottiene:

 

Equazione 10 (2.6‑1)

 

Dallo studio in frequenza si osserva che il fenomeno è indipendente da RL2 mentre dipende da questo parametro in modo lineare alle basse frequenze.

Da questa analisi si conclude che, per minimizzare il crosstalk capacitivo, è necessario ridurre il valore della resistenza RL2, le capacità di mutuo accoppiamento e la capacità C2G tra la line disturbata e massa.

Dato che il valore di C2G non può essere aumentato oltre il valore limite tollerabile dal circuito è possibile agire esclusivamente su C12. Questo parametro può essere minimizzato aumentando la distanza tra le tracce.

È bene tenere presente che, gli effetti derivanti dagli accoppiamenti capacitivi, sono particolarmente pericolosi per le tracce che trasportano segnali digitali ad alte frequenze di commutazione, con tempi di salita molto rapidi.

La curva fucsia[9] di figura 2.6‑2 mostra come le derivate di segnali aventi tempi di salita estremamente rapidi, possono generare delle interferenze.

 

Il segnale V1, caratterizzato da un elevato tempo di salita, è una potenziale fonte di interferenze a causa degli elevati valori della sua derivata

Figura 2.6‑2: Il segnale V1, caratterizzato da un elevato tempo di salita, è una potenziale fonte di interferenze a causa degli elevati valori della sua derivata. .

 

Questo vuol dire che, per ridurre il crosstalk, si devono utilizzare componenti i cui tempi di salita siano lunghi. Naturalmente questo criterio di scelta contrasta con la tendenza ad inseguire prestazioni sempre migliori.

Essendo la capacità mutua una capacità per unità di lunghezza (pF/m) una riduzione della lunghezza della piste risulta essere favorevole alla diminuzione del crosstalk capacitivo.

Si dimostra che C12 è inversamente proporzionale al . Il significato delle variabili utilizzate per definire il precedente fattore di proporzionalità è evidente dalla figura 2.6‑3.

  

Due tracce disegnate su una faccia del PCB

Figura 2.6‑3:Due tracce disegnate su una faccia del PCB.

 

La dipendenza di tipo logaritmico mette in evidenza che, allontanando le piste, si ottiene un elevato vantaggio iniziale che, oltre un certo limite, diventa irrilevante. Per quanto osservato si ha che, oltre un certo limite, più che aumentando la distanza tra le tracce è conveniente affiancare, alle tracce fonte di rumore, delle piste a potenziale nullo che fungano da schermo. In questo modo, buona parte delle line di campo, si richiudono attraverso la traccia a potenziale nullo con il conseguente aumento delle capacità verso massa delle due piste C1G e C2G.

 

Uso del piano di massa

 

L’efficacia dello schermo risulta tanto maggiore quanto minore è l’impedenza propria Zg della traccia che funge da schermo. La tecnica migliore, ma naturalmente più costosa, è l’impiego di un piano di massa che consente, tra l’altro, una soluzione utile anche contro le emissioni radiate.

In questo caso le linee di campo prodotte dalla linea si richiudono sul piano di massa e non interferiscono con la seconda traccia.

 

Uso del piano di massa. H è lo spessore del dielettrico

Figura 2.6‑4: Uso del piano di massa. H è lo spessore del dielettrico.

 

Quando si utilizza il piano di massa il valore di C12 dipenderà dai rapporti W/H e S/H con effetti contrastanti.

Al diminuire di H si ha che il rapporto W/H aumenta determinando anche un aumento di C12. Una diminuzione di H determina anche un secondo effetto, dominante sul precedente, che provoca una diminuzione del rapporto S/H e provoca a un aumento di C12.

È importante sottolineare che questa tecnica risulta controproducente nel caso in cui il collegamento del piano di massa alla massa di riferimento non sia buono.

 

Effetti, sul crosstalk, di un piano di massa fluttuante: a) Caso ideale; b) Equivalente circuitale di un circuito con piano di massa lasciato fluttuante

Figura 2.6‑5: Effetti, sul crosstalk, di un piano di massa fluttuante: a) Caso ideale; b) Equivalente circuitale di un circuito con piano di massa lasciato fluttuante.

 

Per comprendere gli effetti negativi conseguenti all’uso di un “cattivo” piano di massa, si osservi la figura 2.6‑5. Il caso ideale è rappresentato dalla figura 2.6‑5a). Mentre la figura 2.6‑5b) mostra cosa accadrebbe se il piano di massa fosse lasciato, per qualche motivo, ad un potenziale fluttuante.

Le capacità C1g e C2g rappresentano degli accoppiamenti capacitivi tra due punti del piano di massa (che non si trovano al potenziale nullo a causa di uno scadente collegamento equipotenziale) e il punto a potenziale nullo.

Dal calcolo della capacità equivalente si nota un aumento controproducente della capacità di accoppiamento, che passa dal valore C12 al valore:

 

Equazione 11 (2.6‑2)

 

Benché questa osservazione è stata fatta in merito all’uso del piano di massa, essa ha validità generale e va intesa in questa accezione: nessuna parte metallica può essere lasciata libera di assumere un potenziale diverso da quello nullo.

Nei casi critici l’uso del piano di massa può essere rafforzato con l’impiego delle tracce di schermo.

Alle alte frequenze le linee di schermo non possono essere considerate linee a potenziale nullo ma linee di trasmissione la cui impedenza può essere valutata mediante delle relazioni empiriche riportate su testi specializzati.

Quando la lunghezza della traccia è pari a lamda/4, la linea si comporta come un circuito aperto e non come un corto circuito, come ci aspettavamo. Questo ci fa ricadere nel caso b della figura precedente.

Da queste osservazioni si conclude che la lunghezza della linea di schermo deve essere trascurabile rispetto alla lunghezza d’onda dei segnali che circolano nel circuito. Per questo motivo è bene cortocircuitare la linea di schermo sul piano di massa ogni lamda/10 in modo che, per ogni spezzone di linea resti valida l’approssimazione di linea a costanti concentrate.

Per quanto riguarda l’accoppiamento mediante campi magnetici, il meccanismo che sta alla base è quello delle forze elettromotrici indotte. Mentre l’accoppiamento mediante campo elettrico era rappresentato dalla capacità di accoppiamento quello magnetico viene rappresentato dalla mutua induttanza. Essa dipende dalle dimensioni del circuito vittima e dal reciproco della distanza (dato che il campo magnetico decresce come 1/r)

È possibile ridurre l’accoppiamento aumentando la distanza geometrica. Questa soluzione diventa irrilevante oltre certi limiti a causa della dipendenza logaritmica. Inoltre, essendo M12 una grandezza per unità di lunghezza, essa diminuisce con il diminuire delle lunghezza della traccia.

Per minimizzare questo fenomeno è importante l’orientamento delle tracce. L’accoppiamento è massimo per tracce parallele, minimo per quelle ortogonali. Per questo si preferisce disegnare le tracce delle due facce ortogonali. Questa soluzione, tra l’altro, permette di aumentare i gradi di libertà che si hanno nel tracciare le piste.

L’accoppiamento magnetico è causa del degrado delle prestazioni dei filtri che utilizzano induttori come componenti discreti. Per ridurre il campo magnetico bisognerebbe utilizzare induttanze avvolte su nuclei magnetici.

 


[1] Il ricevitore va inteso come circuito “vittima” dell’interferenza.

[2] Per migliorare le performance è necessario mantenere i terminali i più corti possibili (riducendone l’induttanza) .

[3] ESR e SRL sono caratteristiche intrinseche del condensatore che non includono le impedenze dei due terminali.

[4] Questo e il caso in cui si vuole cortocircuitare verso masso un disturbo di alta frequenza.

[5] La ferrite è un materiale ceramico non conduttore che a differenza del ferro (e degli altri materiali ferromagnetici in genere) è caratterizzato da piccole perdite nel ferro per correnti parassite per frequenza che possono arrivare anche all’ordine dlle centinaio di MHz.

[6] La parte reale rappresenta il campo magnetico. La parte immaginaria rappresenta l’energia dispersa nel materiale.

[7] La griglia è realizzata proprio per similare la presenza di un piano di massa.

[8] In alcuni casi viene considerata, per la scelta della frequenza di risonanza dei condensatori di disaccoppiamento, la terza o anche la quinta armonica del segnale di clock.

[9] Questa è una curva ideale. Nella realta, non esistendo un derivatore puro, si ottengono andamenti più dolci.

Il crescente interesse verso la logica Fuzzy, in seguito al successo commerciale dei prodotti Fuzzy che sono stati sviluppati in prevalenza nei paesi asiatici, ha indotto molte ditte che producono hardware a realizzare microcontrollori specializzati con hardware fuzzy dedicato.

Il microcontrollore utilizzato nella realizzazione del progetto oggetto di questa tesi è un microprocessore a 8-bit della STMicroelectronics dalla sigla “ST52X301”.

Il componente ST52X301 è un dispositivo della famiglia W.A.R.P. dei microcontrollori DualLogic ad 8-bit in grado di gestire sia algoritmi booleani sia fuzzy.

Attualmente è disponibile in due versioni: una dotata di una memoria EPROM (ST52E301) e una seconda versione (ST52T301) di tipo OTP (one time programmable).

La prima versione, grazie alla possibilità di poter cancellare e di poter riprogrammare il controllore un gran numero di volte, è utilizzata durante la fase di realizzazione del prototipo.

Il dispositivo è realizzato e prodotto dalla STMicroelectronic usando la tecnologia a 0.7 micron CMOSM5E. La frequenza di lavoro può essere fissata mediante un segnale esterno oppure mediante un quarzo e deve essere necessariamente una tra queste tre alternative: 5, 10 e 20 MHz.

Grazie alla coesistenza delle due logiche in un singolo chip è possibile utilizzare, per la descrizione dei processi, anche il modello linguistico tipico della logica fuzzy che sta diventando uno standard di riferimento per i prodotti industriali.

La struttura interna di questo componente è mostrata in fig.1.2‑1. Esso si compone principalmente di: unità di controllo (CU), una unità logica-aritmetica (ALU), una unità di elaborazione fuzzy (FUZZY CORE), una serie di registri di vario uso e una EPROM di 2 Kbyte contenente il programma di esecuzione.

Diagramma a blocchi che mostra le funzioni del micro controllore

Figura 1.2‑1:Diagramma a blocchi rappresentativo dell’architettura interna del ST52X301.

 

Sono presenti, inoltre, tre unità periferiche per l’interfacciamento del processore con il mondo esterno: un convertitore analogico-digitale, una porta parallela ed una porta seriale. Completano l’architettura del microcontrollore una unità per la generazione dei segnali PWM e un TIMER, ovvero un contatore programmabile a 8 bit.

Questo controllore si differenzia da quelli convenzionali soprattutto per la presenza al suo interno del “FUZZY CORE”, un blocco in grado di svolgere tutte le funzioni di un sistema fuzzy: fuzzificazione, inferenza e defuzzificazione.

Questo blocco oltre a consentire l’utilizzo della logica fuzzy è organizzato in modo tale da cooperare con la parte a logica tradizionale.

Il codice macchina è composto dall’alternarsi di sequenze di istruzione logico-aritmetiche e di sequenze di istruzioni fuzzy. Durante la fase di fetch, l’unità di controllo preleva l’istruzione immagazzinata nella EPROM e la decodifica.

Se l’istruzione prelevata è di tipo logico-aritmetico verrà eseguita inviando gli opportuni segnali di comando ai relativi blocchi interessati, se invece si tratta dell’istruzione di stop, il controllo sarà trasferito al fuzzy core.

 

diagramma

Figura 1.2‑2: Diagramma che descrive il passaggio, del controllo, dalla CU al Fuzzy-Core.

 

Il fuzzy core preleva la successiva istruzione dalla EPROM, che dovrà essere necessariamente una istruzione di fuzzy, e la esegue. Il controllo dell’esecuzione permarrà al fuzzy-core sino al pervenire di una successiva istruzione di STOP in conseguenza della quale il controllo torna alla logica tradizionale.

Quanto detto viene sinteticamente descritto nel diagramma a blocchi di fig.1.2‑2.

L’ST52X301 dispone dei seguenti registri interni:

  • Due registri di stato;
  • 11 registri di input;
  • 26 registri di configurazione;
  • 3 registri periferici;
  • 16 registri di uso generale

I registri di stato sono costituiti dal contatore di programma (PC) e dal registro dei flag. Il primo ha 11 bit, necessari per indirizzare 2kbyte di memoria, e contiene l’indirizzo della successiva istruzione da elaborare, mentre il secondo contiene informazioni riguardanti l’esito dell’ultima operazione aritmetica. I registri di input contengono dati e stati delle periferiche: i primi 4, denotati con CHANx, sono utilizzati per memorizzare i dati provenienti dal convertitore analogico/digitale; il registro denotato con TMR_OUT contiene il corrente valore conteggiato dal timer, mentre il registro TMR_ST ne rappresenta il suo stato; i registri INP_PORT e SCI_IN contengono i dati letti rispettivamente dalla porta parallela e da quella seriale.

Il contenuto del registro SCI_ST rappresenta lo stato della porta seriale. Infine gli ultimi due registri degli undici che compongono gli input register, vengono utilizzati dal fuzzy-core per scrivere i risultati di computazione. È importante sottolineare che i registri di input non sono ammessi come operandi in nessuna istruzione aritmetica o fuzzy, pertanto se si desidera elaborare un dato presente in uno di questi registri si dovrà necessariamente operare inizialmente il trasferimento mediante una istruzione LDRI in un registro di uso generale.

I registri di configurazione consentono di configurare le periferiche e di gestire gli interrupt. Ad esempio è necessario impostare un registro periferico per inizializzare il timer, la porta parallela ed il blocco predisposto alla generazione dei segnali PWM.

Il microcontrollore in oggetto contiene al suo interno una EPROM (erasable programmable ROM) di 2kbyte con parole di 8 bit in cui viene memorizzato il programma che dovrà essere eseguito. La programmazione del componente viene effettuata mediante un programmatore connesso al PC attraverso la porta parallela che provvede a trasferire il file binario generato durante la compilazione, dalla memoria del computer a quella del micro.

La EPROM è composta da tre blocchi principali (vedi figura 1.2‑3).

 

mappa della memoria

Figura 1.2‑3: Mappa della memoria

 

Il primo blocco, denotato con “Mbf set”, si estende dall’indirizzo 0 all’indirizzo 191 e contiene le coordinate dei vertici di ogni funzione di appartenenza definita nel programma. Il secondo, denotato con in nome “Vettori di interrupt”, si estende dall’indirizzo 192 all’indirizzo 201 e contiene al suo interno i vettori di interrupt. E, Infine, nel terzo blocco, denotato con il nome “Main program” e che si estende sino al completamento della memoria, è residente il programma principale che si compone di istruzioni fuzzy e di istruzioni aritmetiche.

L’ EPROM, essendo una memoria non volatile, è in grado di mantiene le informazioni anche in assenza di alimentazione. Qualora si utilizzi la versione riprogrammabile del micro e si desidera effettuare un aggiornamento del software, è necessario, prima di procedere con il processo di riprogrammazione, cancellare il contenuto della memoria espone Referer: http://www.stdtec.it/a2C a radiazioni ultraviolette (UV) con lunghezze d’onda minori di 4000 [1].

A tal proposito, dato che, nello spettro della luce solare, ed anche in quello delle lampade fluorescenti, sono presenti radiazioni con lunghezze d’onda comprese tra i 3000-4000, è necessario proteggere la finestra di cancellazione mediante etichette opache per evitare spiacevoli inconvenienti che si potrebbero verificare nel tempo.

 


[1] È necessaria una esposizione che varia tra i 15 e i 20 minuti se si utilizzano sorgenti UV aventi una intensità di 12mW/cm2 e poste a 25mm dalla finestra del chip.

3.1 Introduzione

Quando il micro viene alimentato, fase di power-up, non si ha una istantanea condizione di stabilità. La tensione, non potendo variare bruscamente, prima di raggiungere i 5V tipici della condizione di regime, assumerà dei valori intermedi insufficienti a garantire un corretto funzionamento del dispositivo.

Per questo è necessario affiancare al microcontrollore un circuito di reset che ne consenta una corretta inizializzazione.

3.2 Modalità di Reset Torna su

Dato che non tutti i blocchi elementari che rappresentano la logica interna del micro (Figura 3.2‑1) sono caratterizzati dalla stessa dinamica, la fase di power-up risulta essere particolarmente critica. Non tutte le celle si attivano simultaneamente in corrispondenza dello stesso livello di tensione e, le logiche più veloci[1], si “accenderanno” prima delle altre determinando uno stato di incertezza sulla configurazione finale.

Al fine di garantire l’instaurarsi di uno stato determinato all’avvio del microcontrollore, è necessario realizzare un controllo sul circuito di reset durante la fase di power-up.

Diagramma a blocchi rappresentativo dell’architettura interna del micro STX301

Figura 3.2‑1: Diagramma a blocchi rappresentativo dell’architettura interna del micro STX301

 

Questo garantisce che tutte le celle siano inizializzate solo dopo che la tensione abbia raggiunto un valore sufficientemente alto da consentire un corretto funzionamento di tutti i blocchi funzionali[2].

Il metodo più semplice ed economico per assicurare un corretto power-on, prevede di pilotare il pin di reset mediante un circuito RC esterno (Fig.3.2‑2).

Questa tecnica può essere impiegata solo per il power-on-reset (POR) e non è una soluzione idonea, ad esempio, per il brown-out[3].

Il pin di RESET è sottoposto alla stessa tensione esistente ai capi del condensatore. Quando il sistema viene alimentato il condensatore, comportandosi da cortocircuito, fa si che il livello logico sul RESET sia basso inibendo il microcontrollore. Durante il processo di carica, la tensione su questo pin crescerà sino a superare la tensione di threshold in corrispondenza della quale il livello logico sul pin di reset, diventando alto, abilita il micro che inizia ad eseguire il codice a partire dalla prima istruzione.

Esempio del più semplice circuito di reset. Power-on-reset (POR)

Figura 3.2‑2: Esempio del più semplice circuito di reset. Power-on-reset (POR)

 

È necessario che la costante di tempo, imposta dalla rete RC, sia tale che lo stato di reset[4] sia mantenuto basso, almeno per 100ns[5], a partire dall’istante in cui la tensione sul pin VDD raggiunga il valore minimo necessario all’attivazione di tutte le celle elementari che costituiscono il microcontrollore.

Circuiti di reset più complessi prevedono il ripristino delle condizioni iniziali in seguito al verificarsi di particolari condizioni. Un dispositivo di protezione di questo tipo è detto “supervisor device”.

Il funzionamento del supervisore si basa sul monitoraggio di alcuni parametri del sistema e sul conseguente intervento quando questi assumono valori non compresi nei limiti di tolleranza.

Il tipo di supervisore più diffuso è quello che effettua il controllo sulla tensione di alimentazione intervenendo, resettando il sistema, qualora la tensione diventi troppo alta o troppo bassa. Questo consente di evitare che il sistema digitale si porti in uno stato di funzionamento indeterminato che ne determinerebbe un malfunzionamento.

In questa occorrenza, lo stato di reset permane, per evitare appunto che si verifichi una condizione di funzionamento instabile, per almeno altri 100ns a partire dall’istante in cui si estingue la causa stessa che l’ha generato.

Le funzioni di un dispositivo supervisore non sono limitate a quelle citate ma si possono realizzare anche controlli, per citarne solo alcuni, sul runaway software e sui limiti di temperatura.

Il watchdog è un’altra tipica funzione di supervisione (Fig.3.2‑3).

Schema di principio del Watchdog reset

Figura 3.2‑3: Schema di principio del watchdog reset.


Esso consiste in un timer speciale che resetta il µP quando raggiunge un valore limite. Il software resetta periodicamente il timer prima che esso raggiunga il valore in corrispondenza del quale viene generato il segnale di reset. Qualora si verificasse una condizione di run-away il programma non potrà azzerare il watchdog-timer che, pertanto, raggiungerà sicuramente il valore limite in corrispondenza del quale viene emesso il segnale di reset che consentirà di ripristinare il normale funzionamento.

Un’altra configurazione molto utilizzata nella pratica è quella che consente di rilevare la riduzione della tensione di alimentazione. Questo tipo di controllo, noto come brown-out reset, è chiamato anche “Low Voltage Detect” (LVD).

Il segnale di “Brown out Reset” (BOR) viene generato quando la tensione diventa minore della tensione di riferimento Vref mentre viene ristabilito il funzionamento ordinario quando la stessa torna ad essere superiore del minimo valore consentito.

Principio di funzionamento di un LVD reset.

Figura 3.2‑4: Principio di funzionamento di un LVD reset.

 

In figura 3.2‑4 è rappresentato lo schema di principio del LVD.

La condizione di BOR può verificarsi per diverse ragioni e, a volte, è difficilmente rilevabile (specie se si verifica in meno di 20ns)[6].

Nei prodotti alimentati da batterie si possono verificare lunghi brown-out, specialmente quando le batterie stanno per esaurirsi.

Il fenomeno del BOR è, inoltre, particolarmente importante quando si utilizzano memorie flash. In questo caso, i circuiti preposti al rilevamento degli indirizzi, possono avere problemi nel rilevare le trasmissioni quando i livelli di tensioni diventano troppo bassi.

3.3 LVD-RESET Torna su

 

Il circuito di reset realizzato nel contesto di questo progetto è un LVD. La soluzione circuitale che ne ha consentito l’implementazione è mostrata in figura 3.3‑1.

 

Circuito utilizzato per realizzare il LVD

Figura 3.3‑1: Circuito utilizzato per realizzare il LVD.

Dal punto di vista qualitativo possiamo affermare che il condensatore C2 serve ad evitare che, eventuali interferenze presenti sul bus in continua, si mostrino, a meno della caduta di tensione Vce, sul pin di reset.

La caratteristica di un diodo zener è quella di mantenere, ai suoi capi, una tensione pari a al valore di breakdown nominale quando viene percorso da una corrente di intensità nota (Izt) e di essere interessato a piccole variazioni di tensioni per variazioni relativamente grandi della corrente che lo attraversa.

Il diodo utilizzato è uno zener da 4.3V e 1.3Watt nel package TO-41 caratterizzato da un valore tipico di Izt pari a 50mA.

Non è stato possibile risolvere il circuito analiticamente dato che, benché il diodo sia polarizzato inversamente, è percorso da una corrente troppo piccola (<<50mA) per indurlo a funzionare sul tratto lineare della sua caratteristica.

 

Andamento della tensione agente sul pin di reset durante il power-on.

Figura 3.3‑2: Andamento della tensione agente sul pin di reset durante il power-on. La curva fucsia è quella di nostro interesse, quella verde è stata ottenuta utilizzando un diodo con Izt minore. Il micro viene alimentato con una tensione di 5V nell’istante iniziale, ma diventa attivo solo quanto la tensione sul pin di reset non supera la soglia di 2V.

 

Per quanto detto, ai capi del diodo non è presente la tensione ai 4.3V del valore di breackdown nominale, come ci si aspetterebbe dato l’uso che generalmente si fa di questo componente, ma un valore notevolmente minore.

Il circuito di reset di figura 3.3‑1, è stato analizzato mediante simulazioni realizzate con OrCad PSPICE.

Per quanto riguarda lo studio del power-on, ho alimentato il circuito con una tensione di 5V a partire dalla condizione iniziale in cui tutti i condensatori erano scarichi. La figura 3.3‑2 mostra l’andamento ottenuto per la tensione che agisce sul pin di reset in funzione del tempo.

Le due curve mostrano due differenti dinamiche. La prima, che raggiunge più rapidamente il valore di regime, è stata ottenuta utilizzando un diodo avente un valore di Izt minore di quello tipico del diodo richiesto, mentre, la seconda, è quella di nostro interesse.

Dato che, il data-sheet del micro non fornisce indicazioni specifiche circa le caratteristiche elettriche del pin di reset, ho equiparato questa porta a quella di un generico ingresso il cui schema è mostrato in figura 3.3‑3.

 

Circuito equivalente del pin di ingresso. Isteresi

Figura 3.3‑3: Circuito equivalente del pin di ingresso. Rs = 1 KΩ ; Cin = 10 pF.

 

Si osserva che gli ingessi del microcontrollore sono dotati di un trigger di Schmitt con tensioni di soglia compatibili con quelle della logica TTL.

Un segnale di questo tipo viene rilevato come alto, in salita, quando supera la tensione di 2V. Pertanto il segnale di reset, abiliterà il funzionamento del micro dopo 244ms (fig.3.3‑2).

Si osserva che, utilizzando uno zener con un minor valore di Izt, il segnale di reset, diventando alto più velocemente, potrebbe cause una scorretto power-up.

Il grafico di figura 3.3‑4, a differenza del precedente, non rappresenta un’analisi di tipo dinamico, ma di tipo statico. Sull’ordinata viene riportata la tensione che si ottiene sul pin di reset qualora il micro fosse alimentato con una tensione pari al valore riportato in ascissa. Le due curve, differiscono per l’impiego di due differenti diodi aventi stessa tensione di breackdown ma differente package.

Questo confronto è particolarmente significativo dato che mette in evidenza, come la protezione contro l’undervoltage sarebbe inefficace se si utilizzasse un diodo con differente valore di Izt.

Andamento della tensione sul pin di reset a regime

Figura 3.3‑4: Andamento della tensione agente sul pin di reset a regime (in ordinata), in corrispondenza di diversi valori della tensione di alimentazione (in ascissa). Quanto la tensione di alimentazione scende al di sotto di 4.53V (per la curva viola), il micro viene resettato. La curva verde mostro un intervento intempestivo ottenuto con l’impiego di un differente diodo zener.

 


[1] Il temine veloce, in queusto contesto, non è riferito alla velocità di risposta.

[2] A tal proposito si ricorda che la casa produttrice del componente ST52E301 ne garantisce le specifiche per tensioni di alimentazione di 5V±5%

[3] Detto anche LVD “Low Voltage Detect” reset

[4] Il segnale di reset per il microcontrollore ST52X301 è attivo sul livello logico basso. I livelli di riferimento sono quelli della logica TTL quindi il livello basso si ha tra 0 e 0.8 V.

[5] È un dato di targa del ST501X301: tempo minimo richiesto al segnale di reset affinchè risulti sicuramente efficace.

[6] A tal proposito si tenga presente che le capacità di disaccoppiamento sono in grado di rimuovere glitches corti e che un condensatore ceramico da 0.1mF percorso da una corrente di 20mA provoca una caduta di tensione 0.2V/ms.

In passato si preferiva utilizzare, nel campo degli azionamenti, prevalentemente motori in corrente continua. Questa scelta era dettata dalla maggiore semplicità con cui era possibile realizzare il controllo. In queste macchine è possibile realizzare un controllo indipendente del flusso di eccitazione e della coppia elettromagnetica agendo rispettivamente sulla corrente di eccitazione e sulla corrente di armatura.

Nelle macchine ad induzione il flusso di rotore e la f.m.m. di statore non essendo ortogonali e stazionari viene introdotta una notevole complessità, che associata alla difficoltà che si aveva nell’ottenere tensioni di alimentazione ad ampiezza e frequenza variabile, necessarie per il controllo, hanno limitato l’impiego di queste macchine.

Per quanto riguarda il primo problema si sono ottenuti dei modelli matematici che hanno consentito di semplificare lo studio di queste macchine trasformandole  in macchine a corrente continua ad esse equivalenti.

La trasformata di Park oltre a consentire la realizzazione di un modello dinamico della macchina asincrona consente di pervenire ad una macchina equivalente a collettore che consente di estendere le tecniche di controllo note per i motori a corrente continua anche per la macchina ad induzione.

Lo sviluppo dei convertitori a semiconduttore rappresenta la soluzione al secondo dei problemi sopra citati.

 

spaccata di un motore ad induzione

Figura 1: Spaccato di un motore asincrono

 

Risolti questi inconvenienti, le macchine asincrone si sono diffuse notevolmente nel campo degli azionamenti elettrici grazie alla loro particolare caratteristica costruttiva che ne fanno una macchina robusta e potente.

Il rotore delle macchine elettriche ad induzione a gabbia di scoiattolo (“squirrel-cage”) è realizzato con barre conduttrici immerse nelle cave di rotore e cortocircuitate ai due estremi da anelli terminali conduttori. L’estrema semplicità costruttiva, e di conseguenza il loro basso costo, e lo loro robustezza sono il punto di forza  che ha consentito la diffusione di questi motori in ambito industriale.

Gli inconvenienti di un motore ad induzione sono fondamentale le elevate correnti all’avviamento. Non necessita nemmeno di particolari interventi di manutenzione perché non ci sono ne spazzole ne collettore che si consumano. Lo statore è simile ad altri motori trifase: sulla periferia interna, alloggiate in apposite cave del nucleo ferromagnetico, risiedono terne di avvolgimenti disposti equispazialmente, sui quali viene applicata l'alimentazione.

L’enorme diffusione che hanno avuto i convertitori statici di potenza è dovuto, fondamentalmente, alla sviluppo delle tecnologie a semiconduttore capaci di condurre elevati valori di correnti e di essere sottoposti ad elevati valori di tensione.

Lo sviluppo di questi dispositivi risale agli anni 50 quando furono  realizzati i primi tiristori con il nome di SCR (Raddrizzatori controllati al silicio) che consentirono di realizzare commutazioni più veloci, in assenza di archi elettrici e con valori più piccoli della  caduta di tensione di conduzione di quelle che si ottenevano con l’impiego delle  valvole a semiconduttore.

Attualmente sono disponibili diverse tecnologie che consentono di ottenere componenti a semiconduttore di potenza che si prestano all’impiego in numerose applicazione. La figura 1 mostra una panoramica dei vari tipi di dispositivi e del loro tipico impiego. Tra questi componenti gli IGBT sono quelli che vengono utilizzati maggiormente nella realizzazione degli inverter.

L’IGBT, acronimo di “Insulated Gate Bipolar Transistor”, è un componente  semiconduttore di dimensioni leggermente maggiori di quelle di un normale transistor di potenza che fu realizzato per la prima volta negli stabilimenti della Toshiba e della Hitachi.

 

Dispositivi a semiconduttore

 

Figura 1:Rappresentazione sintetica delle prestazioni di dispositivi di potenza a semiconduttore.

Struttura

 

Come si può notare analizzando la fig. 2, che mostra la struttura di un IGBT a canale n, la struttura verticale è molto simile a quella del PowerMos. È possibile distinguere diversi strati di diverso tipo e differente drogaggio.

La diversità della struttura dell'IGBT rispetto a quella del PowerMos è data dalla presenza di uno sottile strato di tipo N, molto drogato (N+), detto buffer layer o HDB (High Doped Base).  La presenza di un’ampia regione di tipo N-, detta regione di drift o LDB (Low Doped Base), assieme a quelle del body  e del substrato (P+) determina una struttura P N- P+ che può essere considerata come un BJT di tipo PNP.

 

Struttura di un IGBT

Figura 2: Sezione trasversale dell' IGBT

 

La presenza di una regione di drift scarsamente drogata consente all’IGBT di sopportare elevate tensioni.

La regione N+ svolge una duplice funzione consentendo, da un lato di controllare il guadagno del transistor dall’altro di limitare lo svuotamento della giunzione base-collettore evitando che essa raggiunga l’emettitore.

I dispositivi di prima generazione, realizzati senza lo strato N+, avevano una struttura simmetrica e per questo vengono chiamati IGBT simmetrici o NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT).

La presenza dello strato di tipo N+, nei dispositivi di nuova generazione, ha causato la perdita di simmetria costruttiva e per questo, questi componenti, vengono chiamati asimmetrici o PT-IGBT (Punch-Through IGBT).

Lo studio degli IGBT può essere affrontato riferendosi al  semplice modello circuitale del componente, mostrato in figura 3.

Questo circuito, ottenuto dalla struttura interna vista da un punto di vista macroscopico, mostra come l’IGBT può essere equiparato ad una opportuna connessione tra un  PowerMos e un IGBT.

 

Modello circuitale di un IGBT

Figura 3: a) Circuito equivalente di un IGBT. b) e c) Simboli circuitali rappresentativi dell’IGBT.

 

La rappresentazione circuitale consente di metterne in evidenza alcune caratteristiche difficilmente rilevabili dall’analisi strutturale.

Ricordando le caratteristiche principali di un BJT, si ha che questi sono caratterizzati da:

 

  • Basse perdite di conduzione anche in applicazioni che richiedono elevate capacità di blocco.
  • Tempi elevati di commutazione (soprattutto nel turn-off)

 

Mentre i MOSFET sono contraddistinti da:

 

  • Veloci tempi di commutazione tipicamente minori di quelli dei BJT
  • Elevate perdite durante la conduzione che limita l’impiego di questa tecnologia nelle applicazione ad elevate potenze.

 

Data la struttura dell’IGBT, dotato di un ingresso di tipo MOS e di un BJT in uscita, i vantaggi, dovuti all’impiego delle due tecnologie appena descritte, coesistono in questo unico componente.

Tiristore parassita    Torna su

Un aspetto negativo è connesso alla presenza del transistor NPN, detto transistor parassita. Questo, assieme alla giunzione P del transistor PNP, costituisce un tiristore parassita.  E’ fondamentale evitare che si verifichi l’innesco di questo tiristore per evitare l’insorgere di un flusso di corrente incontrollato che porterebbe alla distruzione del componente.

Lo studio di innesco del tiristore parassita, che viene condotto supponendo di inviare un impulso di corrente alla base dell’NPN, conduce alle seguenti considerazioni:

 

  • Benché il fenomeno di innesco del tiristore tragga vantaggio da una riduzione del guadagno del transistor PNP, quest’ultimo non può essere ridotto oltre determinati limiti dato che ne risulterebbero penalizzate le caratteristiche di portata in corrente e di resistenza offerta durante la conduzione.

  • Il guadagno del transistore NPN, diversamente dal PNP, deve  essere abbassato il più possibile.

 

Buffer layer   Torna su

L’introduzione della zona HDB, nei componenti di nuova generazione, ha consentito di ottenere i seguenti vantaggi:

  • Incremento della tensione di rottura (breakdown voltage) per un dato spessore della regione di drift. La presenza dello strato N+ altera la distribuzione del campo elettrico dalla forma triangolare, tipica per un NPT-IGBT, a trapezoidale. Ciò fa sì che la regione di svuotamento, una volta raggiunto il buffer_layer, si estenderà solo per poco all' interno di essa. Quindi, all'aumentare della tensione tra base e collettore del BJT intrinseco lo svuotamento avanzerà in maniera minore, si verificherà il punch-through, solo per elevati valori di tensione.

  • Maggiore velocità di commutazione. Ottenuta grazie alla riduzione del guadagno di corrente del BJT ad opera del buffer_layer. In generale, un più basso guadagno in corrente per un BJT determina una riduzione delle cariche immagazzinate nella base e un conseguente aumento della velocità di decadimento della carica stessa. Ciò porta a una riduzione della forma e del tempo di decadimento della coda di corrente nel turn-off .

 

Funzionamento Torna su

Lo stato di conduzione dell' IGBT è dipendente dalla tensione Vge presente tra il gate e l'emettitore. Indicato con  Vth la tensione di soglia del MOS in ingresso si ha che, se la tensione Vge è minore di Vth non si verificherà nessuno strato di inversione  ed il dispositivo si trova nello stato off. La tensione presente tra collettore ed emettitore si va a localizzare nella giunzione formata dal body e dalla zona LDB in cui si estende la regione di svuotamento. Quando la Vge supera la tensione di soglia Vth, si viene a formare al di sotto dell'ossido di gate, uno strato di inversione che origina il canale con conseguente passaggio di corrente nel MOS dell’IGBT. Se si applica una tensione positiva al collettore  la giunzione substrato_drift si polarizza direttamente permettendo una iniezione di lacune che modula la conducibilità della zona di drift da cui scaturisce la riduzione della caduta di tensione d'uscita nello stato on.  La giunzione che si forma tra body e drift si polarizzerà inversamente e verrà attraversata dalle lacune provenienti dalla regione drift, per cui il body funzionerà dunque da collettore per il transistor PNP.Lo studio dinamico dell' IGBT si effettua considerando il comportamento al turn-off, essendo il turn on non diverso da quello di un MOSFET di potenza. Consideriamo lo spegnimento di un IGBT inserito in un circuito con carico induttivo. Quando la tensione di pilotaggio del gate viene portata rapidamente a zero la tensione di gateVge decrescerà esponenzialmente (la costante di tempo dipende dalla resistenza di pilotaggio ) fino alla tensione di Miller che è la tensione di gate alla quale la corrente di collettore non cambia. Nello stesso istante la tensione Vce comincerà a salire con una pendenza che dipende dalla capacità parassita dovuta alla ridistribuzione. Quando verrà raggiunto il valore della tensione di clamping da parte di Vce, la tensione di gate ricomincerà a scendere, ed una volta giunta al di sotto della tensione di soglia del dispositivo, il canale esistente sotto l'ossido cesserà improvvisamente di esistere dando luogo alla pressoché istantanea scomparsa della corrente di elettroni. Dopo questo istante, il transistor bipolare è come se venisse a trovarsi con la base aperta e l'eccesso di portatori minoritari presenti, potrà decadere solo per ricombinazione. Ciò darà luogo, nella forma d'onda della corrente d'uscita Io, alla tipica "coda" con andamento esponenziale e costante di tempo data dal tempo di vita dei portatori minoritari.

 

Dipendenza dalla temperatura  Torna su

La temperatura influisce notevolmente sul funzionamento sia statico che dinamico del dispositivo. L 'IGBT presenta un una eccellente caratteristica di conduzione in polarizzazione diretta ad alte temperature che lo rende particolarmente idoneo per lavorare ad alte temperature.L’influenza sul comportamento dinamico è dovuta alla variazione del tempo di vita e del parametro BF in funzione della temperatura. Al crescere della temperatura entrambi i parametri crescono determinando un maggiore quantità di carica totale in base. Questo, in concomitanza con l'aumento del tempo di vita, porta ad una ricombinazione più lenta quindi ad una tempo di coda maggiore e ad una maggiore concentrazione di cariche da cui dipende l'elevato valore di corrente iniziale di coda.

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